9.2.2. Направленная из двух l /2 диполей

Каких параметров ждать от такой антенны мы уже выяснили в п. 9.1.4. А тут мы займемся практикой. Возьмем два одинаковых полуволновых диполя, и, как описано выше, спроектируем направленную антенну в три этапа:

1. Вставим два источника и оптимизацией фазы и амплитуды одного из них добьемся требуемой ДН.
2. Затем в окне Питание фазированных решеток рассчитаем тип и длины фазирующих линий.
3. И в завершение включим линии рассчитанной длины в модель.

Для длины траверсы 0,1 l результаты приведены в файлах …2_05_01_dipole. gaa (модель с источниками без линий), …2_05_01_dipole_line50.gaa (модель с фазирующими линиями 50 Ом) и …2_05_01_dipole_line600.gaa (модель с фазирующими линиями 600 Ом).

Результаты при расстоянии между элементами 0,125 l даны в файлах …2_05_0125_dipole.gaa, …2_05_0125_dipole_line50.gaa и …2_05_0125_dipole_line600.gaa соответственно.

Для траверсы 0,15 l – в …2_05_015_dipole.gaa, …2_05_015_dipole_line50.gaa и …2_05_015_dipole_line600.gaa.

 При 0,2 l – в …2_05_02_dipole.gaa, …2_05_02_dipole_line50.gaa и …2_05_02_dipole_line600.gaa.

 Для 0,25 l – в …2_05_025_dipole.gaa, …2_05_025_dipole_line50.gaa и …2_05_025_dipole_line600.gaa.

 Для траверсы 0,3 l – в …2_05_03_dipole.gaa, …2_05_03_dipole_line50.gaa и …2_05_03_dipole_line600.gaa.

ДН таких антенн такая же, как на рис. 9.1.10 и 9.1.11. Ga определяется по рис. 9.1.12. По сути, единственной переменной величиной, существенно меняющейся от длины траверсы, будет лишь система питания. Именно для ее определения и приведено столько файлов. Да, их много. Но зато они перекрывают весь возможный диапазон длин траверсы (см. рис. 9.1.12). Вам не придется моделировать самостоятельно, а лишь выбирать готовую модель для своего случая. Для облегчения такого выбора все данные по системам питания приведенных выше антенн, сведены в табл. 9.2.2.

Табл. 9.2.2.

* Примечание: длины линий – электрические.

Из табл. 9.2.2 видно, что в точке соединения фазирующих линий получается комплексный импеданс, так что потребуется простейшее (например, Г-образное) согласующее устройство (хотя при расстоянии 0,2l и линиях 600 Ом хватит последовательного конденсатора). Подстройка этого СУ будет скорее всего единственной настроечной операцией на всей антенне.

Дело в том, что система из двух диполей по определению должна быть расположена не очень низко над землей, и не слишком близко к крупным проводящим предметам. Нет, конечно, и высота над землей, и ее свойства и близлежащие предметы влияют. Но не очень сильно. Кроме того, все упомянутые в табл. 9.2.2 антенны прощают небольшие (до + 2%) погрешности в длине фазирующих линий. Антенна реагирует на все вышеперечисленные воздействия лишь снижением F/B (причем, ухудшить его ниже 15 дБ довольно сложно) и изменением импеданса в точке соединения фазирующих линий (а тут помогает подстройка СУ).

Если еще вспомнить широкополосность антенн с активным питанием, то становится ясным, почему на практике такие антенны почти всегда имеют приличную ДН. Просто ее трудно заметно ухудшить.

Конечно, если вы хотите реализовать действительно высокое F/B (несколько десятков дБ), то требуется аккуратное предварительное моделирование на требуемой высоте, над землей с заданными свойствами. Если полный цикл проектирования делать не хочется, то для начала можно попытаться, поместив имеющуюся модель на нужной высоте и установив размеры элементов под ваши требования, поиграть длиной фазирующих линий. Либо вручную (прямо в закладке линий и четырехполюсников), либо автоматической оптимизацией. Этот упрощенный подход не всегда дает хорошие результаты, но попробовать стоит, т.к. он намного легче, чем полное проектирование «с нуля».

А возможно ли от двух диполей, запитанных активно, получить входное сопротивление 50 Ом без СУ? Да, такое решение есть, и появилось оно еще в докомпьютерную эпоху. Это антенна HB9CV: два диполя на расстоянии 0,125l. Но диполи неодинаковые, их размеры изменены так, чтобы оба элемента имели бы одинаковые импедансы Zэ. Это достигается при рефлекторе 0,51l и директоре 0,46l (файл …HB9CV.gaa).

Но импедансы надо сделать не только равными, но и такими, чтобы после трансформации фазирующими линиями в точке соединения получилось бы 50 Ом. Для этого применяют шлейфы гамма-согласования (файл …HB9CV_gamma.gaa). Конденсаторы в шлейфах не нужны, т.к. требуются Zэ ≈ 60 + j60 Ом.

Окно Питание фазированных решеток показывает, что в таком случае при использовании фазирующих кабелей 75 Ом длины линий должны быть около 0,53l и 0,68l, При этом Ra около 60 Ом с небольшой реактивной составляющей. То же окно показывает, что при небольшой вариации длин линий, можно получить приемлемое Ra как под основной кабель 75 Ом, так и под 50 Ом. Естественно, при этом нарушается точность амплитудно-фазового распределения, поэтому F/B антенны HB9CV редко превышает 20 дБ. Но для системы, спроектированной без компьютера, это очень неплохой результат.

Поскольку суммарная длина фазирующих линий велика, то каждую из них укорачивают на полволны, а для компенсации вводят два дополнительных фазовых сдвига по 180⁰. Первый противоположным направлением шлейфов гамма-согласования, второй – перекрещиванием одной (любой) из линий. Имея в виду, коэффициент укорочения коаксиального кабеля 0,66, получим, что на физической длине траверсы 0,125l поместится 0,19l электрической длины коаксиального кабеля фазирующих линий. Если из рассчитанной электрической длины фазирующих отрезков вычесть по 0,5l, то оставшаяся длина как раз и будет около 0,19l электрической или 0,125l физической. Т.е. фазирующие линии можно просто провести вдоль траверсы. Получившаяся конструкция (вернее один из ее вариантов), показана на рис. 9.2.3 и в файле …HB9CV_line.gaa.

Рис. 9.2.3.

При повторении антенны к размерам, приведенным на рис. 9.2.3 (и вообще, к любым размерам антенны HB9CV, приведенным в любой литературе), следует относиться внимательно. И или точно повторять их все, включая диаметры трубок (кстати, на рис. 9.2.3 размеры даны для трубок диаметром 0,23%l, т.е. 24 мм на диапазон 28,5 МГц), или делать трудоемкий пересчет. Последний можно сделать так:

• нарисовать элементы со шлейфами гамма-согласований из планируемых трубок.
• Установить два источника (без линий). Амплитуды равные. Фаза источника, напряжения установленного в рефлектор 1350 (как в файле …HB9CV_gamma.gaa).
• Играя размерами элементов и длиной шлейфов гамма-согласований, добиться примерно одинаковых Zэ ≈ 60 + j60 Ом (для фазирующих линий 75 Ом) при хорошей ДН. Если F/B упорно получается низким, то поменяйте местами начало и конец провода, в который установлен второй источник.
• Включить в модель фазирующие линии (как в файле … HB9CV_line.gaa) и подгоняя их длину найти компромисс между F/B и КСВ.

Как и большинство антенн с активным питанием, HB9CV отличается завидной широкополосностью. По уровню КСВ < 2 ее полоса относительная около 4,5% (абсолютная – 1,3 МГц в диапазоне 28,5 МГц), а по F/B > 12 дБ еще шире, т.е. форма ДН от частоты остается очень хорошей.

Если в качестве фазирующих в антенне HB9CV использовать высокоомные двухпроводные линии, то при хорошем F/B можно получить только относительно высокие Ra = 100 Ом (файл …HB9CVH.gaa), c последующей трансформацией в 50 Ом l/4 отрезком кабеля 75 Ом.

Если же при высокоомных фазирующих линиях настроить антенну (размерами шлейфов гамма-согласований) на Ra = 50 Ом, то при этом существенно падает F/B (до 15…17 дБ, файл …HB9CVW.gaa), что говорит о заметной неоптимальности токораспределения. Кроме того, в точке питания появляется индуктивная реактивная составляющая jXa, которую приходится убирать последовательном конденсатором, т.е. антенна теряет свое единственное преимущество – отсутствие СУ.

На мой взгляд антенна HB9CV сложна в настройке, особенно, если не забывать, что она не обеспечивает точного токораспределения, и в этом смысле является компромиссной. Представляется, что это чрезмерная плата за отсутствие простейшего СУ из пары деталей.

В свое время HB9CV была одним из лучших решений, но сейчас, имея точные расчетные инструменты можно легко спроектировать направленную антенну из вибраторов любых размеров с точным токораспределением (как, например, в табл. 9.2.2).

Завершая тему исторических двухэлементных антенн с активным питанием надо упомянуть проволочную антенну ZL, описанную еще в 50-е годы прошлого века G. Prichard`ом, имевшим в то время позывной ZL3MH (сейчас этот call выдан другому человеку). Два петлевых диполя, расположенных на расстоянии 0,125l соединены отрезком перекрещенной двухпроводной линии 300 Ом (рис. 9.2.5, файл …ZL.gaa). Как и в HB9CV рефлектор несколько длиннее директора.

Рис. 9.2.4.

При фазирующей линии 300 Ом получается почти точное токораспределение, F/B достигает 30… 40 дБ. Однако импеданс в точке питания не выходит чисто активным. В дополнение к Ra ≈ 40…60 Ом имеется и небольшая положительная jXa. Впрочем, к высокому КСВ это не приводит, и получаемые результаты следует признать очень хорошими для столь простой и старой конструкции.

Приведу еще две модели этой антенны. В файле …ZL1.gaa показана возможность перекрещивания линии не посередине, а непосредственно около точки питания. Модель …ZL2.gaa содержит фазирующую линию, сделанную как линия NEC2, а не набор проводов, как в двух предыдущих двух файлах.

Недостаток антенны ZL (кроме повышенной конструктивной сложности) – заметная чувствительность ее F/B и Za к высоте подвеса и свойствам земли. Приведенные на рис. 9.2.4 и в моделях размеры относятся к свободному пространству, над землей же желательно выполнять оптимизацию размеров обоих элементов. Проще всего это сделать совместно-зеркальной оптимизацией координат Y вертикальных перемычек (независимо у рефлектора и у директора).

На главную - Main page